Często przyjmuje się, że dla układów ultraliniowych wystarczające jest objęcie wzmacniacza pętlą globalnego sprzężenia zwrotnego o głębokości kilkunastu dB. Warto pamiętać, że realizowany układ posiada szereg lokalnych sprzężeń zwrotnych (w stopniu wejściowym, rozdzielaczu fazy i w obwodzie siatki ekranującej stopnia mocy), dających redukcję zniekształceń sygnału nawet bez stosowania globalnego sprzężenia zwrotnego. Sprzężenie globalne potrzebne jest jednak choćby dla obniżenia impedancji wyjściowej wzmacniacza.

Na tym etapie założyłem globalne sprzężenie zwrotne o głębokości 16 dB, co przy wzmocnieniu w otwartej pętli równym 92,5 zapewni pełne wysterowanie wzmacniacza po podaniu sygnału wejściowego o amplitudzie około 1,35 V. Przy rezystancji w obwodzie katody pierwszego stopnia wynoszącej około 600 W, potrzebny będzie rezystor sprzężenia zwrotnego o wartości 10 kW. Dołączone zostały również elementy kompensacji częstotliwościowej, których docelowe wartości zostaną dobrane w późniejszym etapie uruchamiania wzmacniacza.

Po podłączeniu pętli sprzężenia zwrotnego nie stwierdziłem oscylacji w paśmie akustycznym lub ponadakustycznym. Szum i przydźwięk sieci zmalały do ledwo słyszalnego poziomu, którego jednak nie dało się zmierzyć. Okazało się, że wzmacniacz jest niestabilny poniżej pasma akustycznego. Poziom na wyjściu falował nieregularnie w zakresie około 200 mV z częstotliwością szczytów 1...2 Hz. Falowanie to nie wykazywało wpływu na zdolność przenoszenia sygnału akustycznego, i zarazem wysterowanie wzmacniacza sygnałem nie wpływało na zmianę amplitudy lub częstotliwości falowania. Przed dalszymi pomiarami należało zlikwidować przyczynę tej niestabilności.

 Dolna częstotliwość graniczna transformatora zmierzona w układzie przy mocy wyjściowej 1W wynosi około 5 Hz (w czasie testów poniżej częstotliwości 6 Hz przebieg wyjściowy miał już widoczne zniekształcenia wynikające z nasycenia rdzenia transformatora). Jest to biegun dominujący układu. Kolejne trzy bieguny układu pochodzą od elementów RC sprzęgających stopnie wzmacniacza i leżą w okolicy 1,5 Hz. W okolicy 1 Hz różnica fazy między wyjściem i wejściem wzmacniacza osiąga 180 stopni przy ciągle dużym wzmocnieniu w otwartej pętli. To powoduje nieregularne oscylacje układu w okolicy częstotliwości 1 Hz.

Rozwiązaniem problemu będzie wzajemne rozsunięcie biegunów i zmniejszenie wzmocnienia w otwartej pętli dla częstotliwości mniejszych od 16 Hz. Wykonałem następujące modyfikacje układu:  

1. Zmiana wartości elementów sprzęgających stopień sterujący i mocy (R42=R43=220 kW, C17=C18=0,047 mF). Ustala to nowy biegun dominujący dla częstotliwości 16 Hz.
2. Dołożenie do układu wejściowego kondensatora o wartości 10 mF. Pozwala to na sprawne działanie układu Aikido dla częstotliwości mniejszych od 1 Hz (częstotliwość graniczna 0,016 Hz) i czyni biegun tego stopnia nieistotnym.
3. Zmiana kondensatora C25 w filtrze zasilania pierwszego stopnia z 22 mF na 100 mF. Redukuje to wolnozmienne pływanie zasilania w okolicy 1 Hz (nowa częstotliwość graniczna filtru 0,16 Hz).

Zasadnicze znaczenie dla zapewnienia stabilności układu ma zmiana nr 1. Zmniejszenie stałej czasowej elementów RC sprzęgających stopień wyjściowy ma również inne pożądane działanie – szybsze wychodzenie wzmacniacza ze stanu przesterowania (gdy napięcie na siatce sterującej chwilami przekracza potencjał katody i kondensator C17, naładowany chwilowym prądem siatki, musi się następnie rozładować przez rezystor R42).

W wielu seryjnych wzmacniaczach lampowych częstotliwość graniczna ostatniego członu RC ustawiana była dość wysoko: 7 Hz (Altec Lensing, Audio Innovations, Heathkit, Jolida) lub 16 Hz (Eico, Grommes). Zapewniało to wystarczającą stabilność w zakresie niskich częstotliwości  dla układów z dwoma lub większą liczbą pojemnościowych stopni sprzęgających. Z kolei wiele publikowanych w Internecie układów Williamsona (w tym znany schemat z Elektroniki Praktycznej) na pewno nie zapewnia wystarczającej stabilności poniżej pasma akustycznego (przynajmniej jeśli zastosowany transformator wyjściowy ma cokolwiek gorsze parametry od stosowanego pierwowzoru firmy Partridge).

Na powyższym rysunku przedstawiona jest charakterystyka amplitudowa i fazowa wzmacniacza Concertino w otwartej pętli (dla częstotliwości < 30 Hz). Przy zastosowaniu globalnego sprzężenia zwrotnego o głębokości 16 dB otrzymałem około 45° marginesu fazy i 8 dB marginesu wzmocnienia.

Po ustabilizowaniu układu wreszcie mogłem zmierzyć poziom zakłóceń na wyjściu wzmacniacza. Miernik pokazał około 0,2 mV rms. Po wykonaniu prowizorycznego ekranowania transformatora głośnikowego poziom zakłóceń spadał do wartości 0,1 mV. Przydźwięk sieciowy praktycznie był niesłyszalny nawet z uchem przyłożonym bezpośrednio do głośnika.

Nastąpił właściwy moment dla rozstrzygnięcia, czy układ wejściowy Aikido ma praktyczną przewagę na typowym stopniem wejściowym Williamsona. Dla zmniejszenia błędów pomiary wykonywałem jednocześnie (w jednym kanale obwód Aikido, w drugim Williamsona, zamieniając kanały w czasie trwania testów).

We wszystkich testach układ Aikido wykazał swoją wyższość dając wynik pomiaru z zakresu 0,15...0,22 mV, podczas gdy układ Williamsona z zakresu 0,24...0,50 mV (wynik był zawsze o 2...8 dB gorszy od uzyskiwanego w sąsiednim kanale). Przy zastosowaniu prowizorycznego ekranowania transformatora wartość zakłócen spadała do około 0,115 mV dla układu Aikido i 0,175 mV dla układu Williamsona. Różnice te jednoznacznie rozstrzygają o sensowności stosowania układu Aikido.

Wzmacniacz w układzie Williamsona zapewne wymagał będzie również odpowiedniej kompensacji w zakresie wysokich częstotliwości. Częstotliwość graniczną stosowanego przeze mnie transformatora głośnikowego szacuję na około 70 kHz. Stanowi to najniższy biegun umiejscowiony powyżej pasma akustycznego. Kolejne bieguny pochodzą od „górnej” połówki stopnia sterującego (110 kHz), stopnia wejściowego (800 kHz), stopnia mocy (1,5 MHz) i „dolnej” połówki stopnia sterującego (2 MHz). Przy odpowiedniej kompensacji trzy ostatnie nie powinny mieć znaczenia dla stabilności układu.

Bez elementów kompensujących można spodziewać się wzmocnienia pętli A*b równego 1 gdzieś w okolicy częstotliwości 200 kHz i przy przesunięciu fazowym około 150°. Powinno to zapewnić stabilność wzmacniacza z dołączonym obciążeniem rezystorowym i być może także bez dołączonego obciążenia (wtedy rolę obciążenia dla wysokich częstotliwości pełni dołączony do wyjścia układ Zobela).

Testy wykazały faktyczną stabilność wzmacniacza z obciążeniem rezystorowym i względną stabilność bez dołączonego obciążenia (wzmacniacz oscylował przy wysterowaniu sygnałem)

Jednak docelowe obciążenie (zespół głośnikowy ze zwrotnicą elektryczną na wejściu) będzie wymagało znacznie większego marginesu stabilności. Dołączenie głośnika do wyjścia wzmacniacza spowodowało powstanie oscylacji o częstotliwości niespełna 200 kHz. Równie niepokojący efekt powstał po dołączeniu obciążenia w postaci kondensatora 0,22 mF – czternastomilisekundowe paczki oscylacji o częstotliwości 185 kHz z dziewięciomilisekundową przerwą między paczkami. Wzmacniacz niewątpliwie wymaga zastosowania kompensacji częstotliwości dla uzyskania stabilności niezależnie od rodzaju dołączonego obciążenia.

Elementy R13 i C3 wprowadzają kompensację opóźniającą w zakresie ponadakustycznym. Z wartościami pokazanymi na rysunku obwód tworzy nowy biegun dominujący dla f=23 kHz i zero dla f=110 kHz. Kolejny biegun leży w punkcie f=70 kHz, dla którego wzmocnienie w otwartej pętli spada do około 20 (26 dB), a przesunięcie fazowe wynosi około 120°. Trzeci biegun, przypadający dla f=110 kHz, jest niwelowany przez zero pochodzące od układu kompensacji. W ten sposób spadek charakterystyki zachowuje stromość 12 dB/okt aż do czwartego bieguna, leżącego w okolicy f=800 kHz. Nieco powyżej częstotliwości drugiego bieguna (około 90 kHz) leży punkt, dla którego wzmocnienie pętli A*b=1. Przesunięcie fazowe w tym punkcie osiąga wartość około 130°.  Margines fazy o wartości 50° powinien zapewnić bezwarunkową stabilność wzmacniacza.

Pokazana na rysunku obok kompensacja przyspieszająca wpływa na funkcję transmitancji b obwodu sprzężenia zwrotnego. Wartość C7=56 pF wprowadza do funkcji biegun w f=130 kHz i zero w f=11 MHz. Kompensacja ta nie jest niezbędna, gdyż wystarczającą stabilność układu zapewniła już kompensacja opóźniająca. Jest jednak wskazana ze względu na „przyspieszenie” działania pętli sprzężenia zwrotnego dla wyższych częstotliwości i ograniczenie przerzutów i oscylacji w odtwarzanych impulsach. Zbyt duża wartość kondensatora może jednak zdestabilizować wzmacniacz.

W praktyce, ponieważ zjawiska zachodzące w układzie są nieco bardziej złożone, wartości elementów kompensacji wzmacniacza powinny być zweryfikowane doświadczalnie dla uzyskania wymaganej stabilności układu. Zastosowałem metodę wielokrotnie opisywaną przez Patricka Turnera na grupie dyskusyjnej rec.audio.tubes.

W pierwszym kroku, przy założonej wartości kondensatora C7 w obwodzie sprzężenia zwrotnego (obecna wartość 47 pF), należy dobrać pojemność C3 obwodu kompensacji opóźniającej. Przy obciążeniu wzmacniacza wyłącznie pojemnością z zakresu 10 nF ... 4,7 mF uzyskuje się w charakterystyce przenoszenia szczyt o częstotliwości zależnej od dołączonego obciążenia. Pojemność C3 musi być na tyle duża, aby szczyt ten nigdy nie przekroczył +6 dB w stosunku do poziomu nominalnego (mierzonego dla 1 kHz), oraz aby w zakresie akustycznym (f<20 kHz) charakterystyka przenoszenia nie odbiegała o więcej niż 1,5 dB od nominalnej. Warunki te spełnił kondensator C3 o pojemności 680 pF (maksymalny zmierzony szczyt równy +4,77 dB przy f=71 kHz i dołączonym do wyjścia kondensatorze 1 mF). Zastosowanie wartości C3=680 pF powoduje ograniczenie pasma wzmacniacza w otwartej pętli do f=17 kHz (wartość zmierzona). Większa pojemność przyczyni się co prawda do jeszcze lepszej stabilności układu, ale zmniejszy działanie sprzężenia zwrotnego tam, gdzie jeszcze jest potrzebne (poniżej 10 kHz).

W drugim kroku dobiera się wartość rezystancji R13 obwodu kompensacji opóźniającej. Należy znaleźć maksymalną wartość rezystancji, przy której wzmacniacz nie oscyluje bez względu na dołączone obciążenie (nominalne rezystancyjne, pojemnościowe, indukcyjne, brak obciążenia). Testy należy przeprowadzić przy braku sygnału oraz wysterowując wzmacniacz sygnałem prostokątnym o różnej amplitudzie. W moim przypadku maksymalna wartość R13 to 4 kW.

Szukając wartości maksymalnej sprawdza się jednocześnie, dla jakiej wartości R13 następuje optymalny kształt przenoszonego przebiegu (minimalny przerzut impulsu, minimalne oscylacje, maksymalne nachylenie zbocza). Ostatecznie postanowiłem zastosować wartość R13=3 kW.

Obciążenie 8 W; f=4800 Hz; 1V/dz; 50us/dz	Obciążenie 1 mF; f=4800 Hz; 1V/dz; 50us/dz

W ostatnim kroku sprawdza się, dla jakiej wartości kondensatora kompensującego C7 otrzymuje się dobre wytłumienie oscylacji na obwiedni impulsów prostokątnych (tzw. podzwaniania). Należy tu zachować ostrożność, gdyż nadmierne zwiększenie tej pojemności może przyczynić się do utraty stabilności wzmacniacza w określonych warunkach pracy. Jeśli wyspecyfikowana wartość C7 jest znacząco różna od wcześnie założonej, należy jeszcze raz zweryfikować dopuszczalną wartość rezystora R13.

Wszystko to łatwiej opisać, niż wykonać. Cała procedura jest pracochłonna, ale prowadzi do uzyskania dobrego marginesu stabilności wzmacniacza. Otrzymujemy bezwarunkowo stabilny wzmacniacz, który:

	nie oscyluje bez podłączonego obciążenia
	nie oscyluje z obciążeniem w postaci cewki o dowolnej wartości
	nie oscyluje z obciążeniem w postaci kondensatora o dowolnej wartości z zakresu 0,01 ... 10 mF
	nie oscyluje z dowolnym z powyższych obciążeń, wysterowany sygnałem prostokątnym
	wysterowany sygnałem sinusoidalnym o częstotliwości kilku Hz i amplitudzie wystarczającej do nasycenia transformatora wyjściowego nie wzbudza paczek oscylacji w chwilach nasycania rdzenia transformatora

Dobrym testem jest znalezienie maksymalnej wartości sprzężenia zwrotnego, przy której wzmacniacz zachowuje jeszcze stabilność. W moim przypadku rezystor sprzężenia zwrotnego może być zmniejszony aż do wartości 1,6 kW bez śladów oscylacji na wyjściu wzmacniacza. Daje to pętlę sprzężenia zwrotnego o głębokości 28,3 dB. Można więc przyjąć, że wzmacniacz z obciążeniem rezystorowym posiada wystarczający margines wzmocnienia o wartości 12,4 dB.

Kliknięcie na obrazku po prawej otworzy finalny schemat wzmacniacza Concertino uwzględniający wszystkie opisane powyżej poprawki.

Wszelkie prawa zastrzeżone - © Marcin Sławicz 2008